この記事では、フライバックコンバータの基本的な仕組みについて解説します。
下記にあてはまる方は、ぜひ最後までご覧ください。
- これからフライバックコンバータの設計をはじめる人
- フライバックコンバータの仕組みに興味がある人
フライバックコンバータとは？
フライバックコンバータ(flyback converter)は、スイッチング電源(SMPS: switched-mode power supply)の一種で、入力電圧によらず一定の出力電圧を生成することができます。このとき、出力電圧を入力電圧より低くすることもできますし、高くすることもできます。
また、フライバックコンバータは、入力側と出力側をトランスによって電気的に分離(絶縁)することができます。
ちなみに、コンバータは、スイッチングレギュレータ(switching regulator)と呼ばれることもあります。また、入力が直流電圧の場合、DC-DCコンバータ(DC-DC converter)と呼ばれ、入力が交流電圧の場合、AC-DCコンバータ(AC-DC converter)と呼ばれることもあります。
フライバックコンバータの回路図は？
図1は、フライバックコンバータの回路図の一例です。図1には、トランスT1、コンデンサC1、トランジスタM1、ダイオードD1、コントローラ(Controller)を示しています。
フライバックコンバータは、トランジスタM1のオンとオフを交互に繰り返すことで、トランスT1の一次側からのエネルギーの蓄積と、二次側へのエネルギーの放出が行われ、入力電圧Viと異なる出力電圧Voを生成します。
このとき、コントローラによってトランジスタM1がオンである期間とオフである期間を制御することで、入力電圧Viや出力電流Ioによらず一定の出力電圧Voを生成します。
フライバックコンバータの出力電圧は？
トランスT1の一次側(入力側)の巻数をNa、二次側(出力側)の巻数をNbとし、トランジスタM1がオンである時間(オン期間)をton、オフである時間(オフ期間)をtoffとすると、出力電圧Voは下記の式(1)のようになります。
\[\small
V_{o}=\dfrac{N_{b}}{N_{a}}\times \dfrac{t_{on}}{t_{off}}\times V_{i}
\tag{1}\]
ここで、トランスT1の一次側の巻数(Na)と二次側の巻数(Nb)の巻数比をNとし、オンとオフの繰り返し周期(ton＋toff)に対するオン期間(ton)の割合であるデューティ比をDとすると、出力電圧Voは下記の式(2)のようになります。
\[\small
V_{o}=\dfrac{1}{N}\times \dfrac{D}{1-D}\times V_{i}
\tag{2}\]
\[\small\begin{split}
\because \
&N=\dfrac{N_{a}}{N_{b}} \\
&D=\dfrac{t_{on}}{t_{on}+t_{off}}
\end{split}\]
つまり、フライバックコンバータの出力電圧Voは、入力電圧ViとトランスT1の巻数比Nとデューティ比Dによって決まります。
例えば、入力電圧Viを140[V]とすると、巻数比Nが10、デューティ比Dが30%の場合、出力電圧Voは6[V]になります。
このとき、コントローラによってデューティ比Dを制御することで、入力電圧Viや出力電流Ioが変動しても、一定の出力電圧Voを維持することができます。
例えば、入力電圧Viが上昇した場合、デューティ比Dを下げることで一定の出力電圧Voを維持します。または、入力電圧Viが低下した場合、デューティ比Dを上げることで一定の出力電圧Voを維持します。
このように、デューティ比Dによって出力電圧Voを制御することを、パルス幅変調(PWM: pulse width modulation)制御といいます。
フライバックコンバータの出力電圧の導き方は？
次に、なぜフライバックコンバータの出力電圧Voが上記の式(1)になるのかを説明します。
トランジスタM1がオンとオフのそれぞれの期間にトランスT1の内部に生じる磁束を求め、定常状態ではそれぞれの磁束の変化分が等しくなるということから、出力電圧Voを求めることができます。
図2は、フライバックコンバータのトランスT1の一次側に流れる電流iLa、二次側に流れる電流iLb、トランスT1の内部に生じる磁束Φのそれぞれの変化を示すグラフです。トランジスタM1がオンである期間(on)を赤線、オフである期間(off)を青線で示しています。
オン期間では電流iLaと磁束Φが徐々に増加し、オフ期間では電流iLbと磁束Φが徐々に減少します。
以下に説明するように、オン期間とオフ期間のそれぞれにおいて、トランスT1の内部に生じる磁束Φを求めます。
オン期間に生じる磁束は？
図3は、オン期間の等価回路です。図3には、オン期間に流れる電流の様子も示しています。
オン期間では、端子na1からトランスT1の一次側とトランジスタM1を介して端子na2に電流が流れます。
具体的には、トランスT1の一次側に印加される電圧vLaが”入力電圧Vi”となり、トランスT1の一次側に流れる電流iLaが自己誘導作用によって徐々に増加します。
また、トランスT1の二次側には相互誘導作用による誘導起電力vLbが発生します。この起電力はダイオードD1が逆バイアスになる向きに発生します。そのため、トランスT1の二次側には電流が流れません。
このとき、トランスT1の内部に生じる磁束Φが増加し、磁気エネルギーとして蓄積されます。
ここで、トランスT1の一次側の巻数をNaとし、オン期間における磁束Φの変化分をΔΦonとすると、下記の式(3)が成り立ちます。
\[\small
V_{i}=N_{a}\times\dfrac{\Delta \Phi_{on}}{t_{on}}
\]
\[\small
\therefore \Delta \Phi_{on}=\dfrac{V_{i}}{N_{a}}\times t_{on}
\tag{3}\]
オフ期間に生じる磁束は？
図4は、オフ期間の等価回路です。図4には、オフ期間に流れる電流の様子も示しています。
オフ期間では、トランスT1の一次側に流れる電流iLaが遮断され、自己誘導作用による誘導起電力vLaが発生します。この起電力はオン期間と逆向きに発生し、これをフライバック電圧ともいいます。
また、トランスT1の二次側には相互誘導作用による誘導起電力vLbが発生します。この起電力はダイオードD1が順バイアスになる向きに発生し、これが”出力電圧Vo”となります。
すると、端子nb2からトランスT1の二次側とダイオードD1を介して端子nb1に電流が流れます。
このとき、トランスT1に蓄積された磁気エネルギーが放出され、内部に生じる磁束Φが減少します。
ここで、トランスT1の二次側の巻数をNbとし、オフ期間における磁束Φの変化分をΔΦoffとすると、下記の式(4)が成り立ちます。
\[\small
V_{o}=N_{b}\times\dfrac{\Delta \Phi_{off}}{t_{off}}
\]
\[\small
\therefore \Delta \Phi_{off}=\dfrac{V_{o}}{N_{b}}\times t_{off}
\tag{4}\]
出力電圧は？
定常状態ではオン期間における磁束Φの変化分とオフ期間における磁束Φの変化分が等しくなるため、足し合わせるとゼロになります。よって、上記の式(3)、式(4)より、式(1)を導くことができます。
\[\small
\Delta \Phi_{on}+\Delta \Phi_{off}=0
\]
\[\small
\Rightarrow \dfrac{V_{i}}{N_{a}}\times t_{on}+\dfrac{V_{o}}{N_{b}}\times t_{off}=0
\]
\[\small
\therefore V_{o}=\dfrac{N_{b}}{N_{a}}\times \dfrac{t_{on}}{t_{off}}\times V_{i}
\tag{1}\]
このように、フライバックコンバータの出力電圧Voを導くことができました。
なお、実際のフライバックコンバータでは、トランジスタM1のオン抵抗やスイッチング損失、ダイオードD1の順方向電圧、トランスT1の鉄損や銅損、コンデンサC1の等価直列抵抗や等価直列インダクタンスなど、様々な要因が影響します。
まとめ
この記事では、フライバックコンバータの基本的な仕組みについて解説しました。
- フライバックコンバータは、入力電圧によらず一定の出力電圧を生成することができます。
- 入力側と出力側をトランスによって電気的に分離することができます。
- 入力電圧とトランスの巻数比とデューティ比によって出力電圧が決まります。
- デューティ比を制御することで一定の出力電圧を維持することができます。
最後までご覧いただき、ありがとうございました。
